Vysoká frekvence a velká kapacita výkonových elektronických zařízení vede nejen ke zvýšení elektrického napětí a ztrátám spínání zařízení, ale také produkuje širokopásmové elektromagnetické rušení, které je obtížné potlačit [1-3], což způsobuje vážné elektromagnetické znečištění elektrická síť a životní prostředí, A dokonce ohrožují normální provoz sebe sama a dalších elektronických zařízení s tím souvisejících. Tento článek začíná mechanismem zdrojů elektromagnetického rušení výkonových elektronických zařízení, shrnuje nejnovější výsledky zahraničního výzkumu za poslední roky a zaměřuje se na analýzu a srovnání charakteristik elektromagnetického rušení tvrdého a měkkého přepínání. Klíčová slova: spínací převodník, elektromagnetická kompatibilita, tvrdé spínání, měkké spínání 1 Úvod výkonová elektronická zařízení jsou známá svou vysokou účinností při přeměně energie a stále více se používají v průmyslové a civilní přeměně energie a řízení pohonů. Odhaduje se, že 70% elektrické energie v průmyslové výrobě je přeměněno výkonnými elektronickými zařízeními, než je využije člověk. Na konci 80. let 20. století se díky praktickým a velkokapacitním ovládacím prvkům silového pole dostala výkonová elektronická zařízení do éry vysokofrekvenčních a velkokapacitních zařízení. Vzhledem k velmi strmým předním a zadním okrajům (di / dt do 1 A / ns, dv / dt do 3 V / ns) pulzů během procesu výkonové elektronické komutace je způsobeno vážné elektromagnetické rušení. Tyto interference vytvářejí vodivé a radiační interference prostřednictvím vazeb blízkého a vzdáleného pole, které vážně znečišťují okolní elektromagnetické prostředí a napájecí systém. To nejen snižuje spolehlivost samotného převáděcího obvodu, ale také vážně ovlivňuje kvalitu provozu elektrické sítě a sousedních zařízení. S rozvojem elektronického informačního průmyslu jsou výkonná elektronická zařízení s jádry spínacích převodníků široce používána téměř ve všech elektronických zařízeních, jako jsou různá koncová zařízení a komunikační zařízení vedená elektronickými počítači. Ve výroční zprávě Virginia Power Electronic Center (VPEC) za rok 1997 bylo napsáno takto: Pokud jde o pokrok v technologii mikroprocesorů, který podporuje rozvoj počítačové frekvence od 16MHz v roce 1985 až po současných 200MHz, pak další skok na GHz je určován zejména vývojem technologie výkonové elektroniky [4]. Když čip pracuje v GHz, napájecí zdroj musí dodávat energii logické bráně dostatečně vysokou shodnou rychlostí (v případě Pentiumpro je vyžadována rychlost napájecího proudu 30 A / μs), což je důvod, proč Intel má zpomalit taktovací frekvenci mikroprocesoru Pentium. Důvodem je [4]. Proto je třeba urgentně vyřešit problém elektromagnetické kompatibility výkonových elektronických zařízení. V posledních letech se s rozvojem technologie výkonové elektroniky kapacita výkonových spínacích zařízení stále zvětšovala (například SCR (Silicon Controllable Rectifier) má produkty 4000A / 8000V a IGBT (Insulated Gate Bip olar Transistor) má 3500V / 2400A moduly se prodávají), spínací frekvence je stále vyšší a vyšší, až o několik MHz a velikost zařízení se zmenšuje a zmenšuje. Vezmeme-li jako příklad zdroj stejnosměrného proudu, současná domácí úroveň je 30 W / in3, zatímco mezinárodní úroveň je 120 W / in3 a očekává se, že v roce 2000 dosáhne 240 W / in3. Tyto faktory vyžadují další posílení výzkumu charakteristiky elektromagnetického rušení a prevence výkonových elektronických zařízení. Zejména ve fázi návrhu se stalo zásadním problémem odhadnout interferenční vlastnosti nových zařízení, zkrátit jejich vývojový cyklus a zlepšit elektromagnetickou kompatibilitu výkonových elektronických zařízení. 2 Průzkumný výzkum zdrojů elektromagnetického rušení výkonových elektronických zařízení V procesu zkoumání zdrojů elektromagnetického rušení výkonových elektronických zařízení lidé prováděli velké množství experimentů a neustále shrnuli nové zkušenosti. Již v roce 1983 vyvinula Schneider techniku pro testování impedančních charakteristik zdroje spínaného napájecího zdroje v provozu. Jedná se o techniku, která využívá skalární metodu k měření spektra šumu k určení skutečné a imaginární části impedance zdroje. Tato technologie vybírá imaginární část oscilace mezi jalovým zatížením a zdrojem hluku a reaktivní část zdroje hluku lze určit kmitočtem oscilace. Skutečná část impedance zdroje je určena špičkovou hodnotou proudu oscilačního šumu. Testování impedance se provádí hlavně ve frekvenčním pásmu 10kHz ～ 1MHz. Na základě výsledků zkoušek Schneider navrhl ekvivalentní obvod šumu společného a diferenciálního režimu, který popisuje charakteristiky zdroje rušení na straně střídavého proudu spínacího zdroje [5]. Protože radiační účinek proudu v běžném režimu je obvykle mnohem větší než účinek proudu v diferenciálním režimu [6], je nutné rozlišovat mezi interferencí v běžném režimu a interferencí v diferenciálním režimu v systému. VPEC Research Center navrhlo výkonový kombinátor [7], Kvantitativní měření společného a diferenciálního rušení vodivosti v systému. Ve výkonových elektronických zařízeních se také liší vnitřní mechanismy šumu společného režimu a šumu diferenciálního režimu. Hluk diferenciálního režimu je způsoben hlavně pulzujícím proudem spínacího převodníku; hluk v běžném režimu je způsoben hlavně vysokofrekvenční oscilací způsobenou interakcí mezi vyššími dv / dt a rušivými parametry. Jak je znázorněno na obrázku 1, proud iCM v běžném režimu zahrnuje posunovací proud připojený k základní rovině. Současně, protože dv / dt na svorce spínacího zařízení je největší, bude také generována zbloudilá kapacita Ck mezi spínacím zařízením a chladičem. Proud v běžném režimu. U různých systémů nejsou specifické příčiny rušení v běžném režimu a v diferenciálním režimu stejné. Podle různých cest šíření je elektromagnetické rušení rozděleno na rušení šířené vedením a vyzařované rušení, které je diskutováno samostatně, a je vysvětleno studium charakteristik blízkého pole přepínacího převodníku.
Obrázek 1 Cesta proudu v běžném režimu offline převaděče
Obr.1 Proudová cesta v běžném režimu v off-line převaděči
2.1 Výzkum vedení vedených zdrojů rušení je důležitým způsobem šíření rušení ve výkonových elektronických zařízeních. Různá výkonová elektronická zařízení mají různé specifické příčiny rušení šířeného vedením. Například v usměrňovacím systému SCR je generování interference vedení v diferenciálním režimu založeno hlavně na dvou faktorech [8]: jedním je fenomén překrytí komutace způsobený indukčností elektrického vedení; druhou jsou spínací charakteristiky polovodičů a fyzikální charakteristiky, které určují jeho proudové charakteristiky. . Ve stejné době může mít fenomén obnovy tyristoru v usměrňovacím systému SCR dva výsledky: jedním je prodloužení doby překrytí komutace; druhou je přidání exponenciálně rozloženého proudu do tyristoru. Měřený fenomén obnovy tyristoru může zvýšit celkovou interferenci o 4 ~ 5 dB. Pro další příklad, Siemens 'Klotz et al. [9] studovali běžný režim převaděčů IGBT 5-10 kVA při různých provozních napětích, provozních proudech, spínacích frekvencích, balení modulů, obvodech hradel, teplotě, podmínkách uzemnění a dalších součástech. Ve srovnání se zdrojem rušení v diferenciálním režimu vedení dochází k závěru, že hlavním zdrojem rušení v diferenciálním režimu je zpětný obnovovací proud volnoběžné diody. Zároveň je zdůrazněno, že rušivé parametry zátěže budou mít určitý vliv na interferenční spektrum. Výzkum Teulinga, Schnaena a Roudeta z francouzské laboratoře elektrotechnických technologií v Grenoblu (dále jen LEG) [10] založený na experimentálním modelu 400W střídačového obvodu složeného z MOSFETů a spínací frekvence 100kHz ukazuje, že hluk v běžném režimu je související se spínáním napětí. Šum režimu souvisí s přepínáním proudu a oba se mohou vyskytovat současně. Když je například v tomto modelu vypnut MOSFET, je vypnut proud a napětí vykazuje oslabenou oscilaci. Proto v tomto okamžiku koexistují hluk společného režimu a hluk diferenciálního režimu. Obvykle je dominantní rušení v režimu nízkofrekvenčního časového rozdílu a rušení v běžném režimu je dominantní při vysoké frekvenci. Mahdavi z SHARIF University of Technology a Roudet a Scheich z LEG et al. [11] zavedli model jednofázového převodníku střídavého proudu na stejnosměrný proud s výkonem 500 W (PFP). Při výzkumu emisního mechanismu se simulační software MC2 používá k výpočtu aktuálních harmonických vstřikovaných do napájecího zdroje. Model je v dobré shodě s výsledky testu ve frekvenčním rozsahu 10násobku spínací frekvence. Ve studii PFP' s diferenciálním režimem prováděným EMI Reis předpověděl, že když převodník pracuje v různých režimech, charakteristiky EMI se také liší [13]. Erkuan Zhong a Lip z Wisconsin-Madison University ve Spojených státech [12] použili jako experimentální model invertorový systém PWM s výkonem 8 kVA pohánějící indukční motor 7,46 kW (10 hp). Studie zjistila, že napájecí zdroj napájí invertorový systém PWM poháněný vysoce výkonným vysokorychlostním motorem. Do pulzujícího proudu až několika A, což vede k silnému prováděnému EMI (v tomto experimentálním modelu až 120 dBmV) a zkreslení průběhu napájecího napětí (zářezové napětí až 50 V, o 20% více než jmenovité napětí), frekvenční pásmo interferenčních signálů je poměrně široký, zahrnuje nejen interferenční složky spínací frekvence a jejích harmonických, ale rozšiřuje se i na vysokofrekvenční rozsah. Dv / dt (až 3 kV / μs, trvající několik ns) generované napájecím zařízením během spínacího procesu interaguje s zbloudilou kapacitou mezi spínacím zařízením a zemí, což generuje nabíjecí a vybíjecí proudy na napájecí svorce, způsobující elektromagnetické rušení. Nelineární spínací charakteristiky spínacích zařízení současně generují mnoho harmonických. Rovněž poukázali na to, že diodový reverzní obnovovací proud je hlavním zdrojem interference v diferenciálním režimu v systému. Výzkum rušení prováděného výkonovými elektronickými zařízeními, zejména rušení prováděného v běžném režimu a v diferenciálním režimu, poskytuje základ pro konstrukci filtrů EMI. 2.2 Výzkum zdrojů vyzařovaného rušení Ve srovnání s vedením vyzařovaným je vyzařované rušení výkonových elektronických zařízení komplikovanější. Je to proto, že jako zařízení pro přeměnu energie se kapacita přeměny pohybuje od milwattů do megawattů a hlavní smyčka a řídicí smyčka se často skládají z různých komponent. Ve srovnání s elektronickými zařízeními soustředěnými na desce s plošnými spoji je prostorová struktura komplikovanější. Proto je analýza a výpočet odpovídajících rušivých parametrů a vyzařované interference komplikovanější [2] a v současné době není mnoho souvisejících výzkumů. Orlandi a Scheich [14] mezi nimi studovali zdroj interference záření obvodu usměrňovače SCR. Zaměřili se na analýzu vztahu mezi proudem v běžném režimu (časová doména a frekvenční doména) a radiačním polem a věřili, že proud v běžném režimu souvisí s hnacím pulzem a bludnými parametry z řídicí části. Gradient napětí mezi rozptýlenými kapacitami podporuje proud v běžném režimu. Šíření, gradient napětí na vzestupné hraně pulzu generuje proud v běžném režimu v rozptylové kapacitě. Impuls rychlého proudu navíc indukuje zbytečné napětí na kovových částech SCR (pouzdro a zářič) a stává se zdrojem záření. Za účelem stanovení radiačního modelu spínacího převodníku vytvořili profesoři Antonini a Cristina a profesor Orlandi z římské univerzity dipólový radiační model pro část převodníku spínacího napájecího zdroje se spínací frekvencí 75 kHz, respektive 150 kHz [15] . Při určování distribuce síťového proudu se však používá model přenosového vedení ekvivalentního homogenního média. Výsledný model je v dobré shodě s experimentálními závěry ve frekvenčním rozsahu nižším než 10 MHz, ale ve frekvenčním rozsahu vyšším než 10 MHz je v důsledku vlivu různých rušivých parametrů dominantní společné záření. Při určování rozdělení proudu v běžném režimu již není model přenosového vedení platný. Ve skutečnosti se vlastnosti elektromagnetického záření výkonových elektronických zařízení neomezují pouze na toto. Například radiátory široce používané ve výkonových elektronických zařízeních často vykazují vlastnosti elektromagnetické oscilace, které zvyšují vysokofrekvenční elektromagnetické záření výkonových elektronických zařízení. Chladič má obvykle komplikovanou geometrii, má vícepásmové vlastnosti RF záření a je instalován mimo zařízení. Chladič proto pravděpodobně bude fungovat jako účinná radiační anténa na jedné nebo více harmonických spínací frekvenci. V této oblasti také probíhají výzkumné práce, jako například Ryan, Stone a Chambers [16], kteří používají metodu FDTD k předběžné predikci vzoru vysokofrekvenčního elektromagnetického záření z ploutvového zářiče. 2.3&„Výzkum charakteristik blízkého pole &“; Podle normy IEC22G-WG4-11 se výkonová elektronická zařízení obvykle skládají ze dvou částí, jmenovitě jednotky pro převod energie a řídicí jednotky. Spínací frekvence spínacího konverzního obvodu je obvykle desítky kHz až stovky kHz. Přechody napětí a proudu generované během procesu přepínání jsou zdroji rušení, které vytvářejí rušení vedením a rušení záření. Energie elektromagnetického záření generovaná jednotkou pro převod energie je dostatečná k ohrožení normálního provozu nedaleké řídicí jednotky [15]. Proto je předpovídání charakteristik jednotky pro přeměnu výkonu v blízkém poli a zajištění normálního provozu řídicího obvodu velmi důležité pro konstrukci EMC výkonového elektronického převodníku. Aby bylo možné prozkoumat charakteristiky blízkého pole spínaného napájecího zdroje (SMPS), Atonini et al. [15] vytvořili jednoduchý experimentální model SMPS založený na desce s plošnými spoji. Při provádění výpočtů blízkého pole rozdělili každý segment experimentálního obvodu do několika hertzianských dipólů v sérii. Protože elektrostatický člen hraje dominantní roli v oblasti blízkého pole, představuje pole generované elektrostatickým nábojem nahromaděným na jednom dipólu; když je více dipólů zapojeno do série, protože vzdálenost r je mezi středem dipólu a zkušebním bodem, proto nelze elektrostatické členy zrušit, což má za následek velké elektrostatické pole, což způsobí, že předpokládaná hodnota bude vyšší než skutečná hodnota. Proto při integraci rovnice záření podél obvodu pomocí speciálního zpracování je eliminován účinek falešného elektrostatického náboje způsobený integrací dipólové rovnice a je vytvořen přesnější model blízkého pole (elektrické a magnetické pole). Výpočty ukazují, že ve vzdálenosti 3 m od experimentálního modelu je rozdíl elektrického pole mezi opraveným modelem a modelem před korekcí 40 dB v nízkofrekvenčním rozsahu a tyto dva mají tendenci se shodovat ve vysokofrekvenčním rozsahu. Výsledek zkoušky ukazuje, že ve frekvenčním pásmu pod 10 MHz je vypočítaná hodnota velmi konzistentní s naměřenou hodnotou. Ve frekvenčním pásmu vyšším než 10 MHz je dominantní vliv proudu v běžném režimu a výše uvedený výpočetní model již není platný. Hlavní vliv na charakteristiky blízkého pole výkonových elektronických zařízení je hlavní obvod části pro přeměnu výkonu. Cristina a kol. [17] studovali změny vyzařovacího diagramu, prostorové rozložení blízkého pole a radiační charakteristiky převodníku za různých podmínek zatížení a dospěli k závěru, že za různých podmínek zatížení může spínaný napájecí zdroj vykazovat elektrické dipóly. Nebo vlastnosti magnetického dipólu. To je velmi důležité pro výběr a návrh vhodného schématu stínění. LEG' s Youssef a Roudet a kol. [18] použili MOSFET jako spínací prvek k vytvoření jednoduchého modelu převaděče babek. Předpokládají, že obvod je přibližně tenkovrstvá struktura, a předpokládají, že proud v každé části obvodu je stejný, a vypočítávají distribuci blízkého pole na základě průběhu proudu v časové doméně během spínací operace. Současně se metoda zrcadlového obrazu používá ke studiu změn elektromagnetického záření, když je uzemněná vodivá rovina pod obvodem zdroje rušení, a dochází k závěru, že elektromagnetické záření je vlivem vodivé zemní roviny sníženo. Je vidět, že právě začal výzkum charakteristik výkonových elektronických zařízení v blízkém poli a dosud nebyl vytvořen úplný a přesný model. Zvláště ve vysokofrekvenčním rozsahu jsou charakteristiky blízkého pole složitější pod vlivem různých zbloudilých parametrů. Stručně řečeno, při zkoumání zdrojů elektromagnetického rušení pro výkonová elektronická zařízení většina studií používá kombinaci experimentu a analýzy. A modelujte vlastnosti elektromagnetického rušení za určitých pracovních podmínek. Existuje však několik studií o charakteristikách zdrojů elektromagnetického rušení vysoce výkonných a komplexně strukturovaných výkonových elektronických zařízení [2]. Pro skutečné výkonové elektronické zařízení je to často běžný režim a rozdíl
Koexistuje rušení režimu, rušení vodivosti a záření současně. U různých systémů jsou dominantní faktory interference také odlišné. Správná analýza a předvídání hlavních zdrojů rušení v systému je klíčem k návrhu elektromagnetické kompatibility výkonových elektronických zařízení. 3 Výzkum charakteristik elektromagnetické kompatibility vysokofrekvenčních měničů s měkkým spínáním Aby lidé splnili požadavky na vysokofrekvenční měniče, nejen zlepšili odolnost samotného zařízení, ale také vyvinuli mnoho úsilí ke zlepšení topologie obvodů, aby oslabit elektrické napětí na zařízení a snížit malé spínací ztráty, eliminovat spínací přepětí a špičkové napětí. Hlavním důvodem rušení výkonových elektronických zařízení je vysoká di / dt a dv / dt generovaná během procesu komutace výkonových elektronických zařízení a rozptýlené parametry v obvodu společně způsobují vysokofrekvenční oscilaci. Pokud lze proces převodu vysokých di / dt a dv / dt co nejvíce snížit výběrem vhodné topologie obvodu a řídicí technologie, je možné zlepšit charakteristiky elektromagnetické kompatibility výkonových elektronických zařízení. Někteří lidé proto spekulují, že pokud jde o prováděné EMI, měl by měnič s měkkým přepínáním využívající Zero Voltage Transition (ZVT) fungovat lépe než měnič s pevným spínáním [9, 19]. Hlavním základem je, že v obvodu ZVT pracuje hlavní spínač ve stavu spínání nulového napětí a dioda ve stavu měkkého spínání. Tímto způsobem nedochází k rychlému přepínání napětí v hlavním vypínači a rychlému přepínání proudu v diodě, čímž se snižuje vysoké napětí v obvodu. Frekvenční harmonické. Je tomu skutečně tak? Z pohledu generování EMI mají rezonanční měniče (včetně měničů s měkkým přepínáním) nesrovnatelné výhody oproti měničům s pevným přepínáním PWM, které lze považovat z následujících aspektů: (1) Technologie PWM spočívá v přerušení toku energie a Metoda řízení pracovního cyklu transformuje energii, což vede k pulznímu proudu a pulznímu napětí; zatímco rezonanční technologie transformuje energii ve formě sinusové vlny a její frekvenční spektrum je obvykle užší než frekvenční spektrum převaděče PWM. Proto by ve srovnání s převodníkem PWM měl mít vstup menší harmonické rušení a větší amplitudu základní komponenty. (2) Pracovní průběh rezonančního spínacího převodníku je kvazi-sinusová vlna s nízkými di / dt a dv / dt. (3) Rezonanční přepínací převodník využívá spojovací kapacitu zařízení a únikovou indukčnost transformátoru jako součást rezonančního LC obvodu a není citlivý na škodlivé rozptylové parametry. (4) Rezonanční přepínací převodník pracuje na vyšší frekvenci, což je vhodné pro integraci a minimalizaci, takže obvykle má vyšší hustotu výkonu, což je velmi výhodné pro snížení obvodové smyčky a zkrácení délky vedení. (5) Převodníky PWM často používají energeticky náročné tlumicí obvody k omezení namáhání zařízení a současně hrají také příznivou roli při potlačení elektromagnetického rušení. Rezonanční měniče s měkkým přepínáním mohou snížit nebo eliminovat vyrovnávací paměti spotřebovávající energii, a tím zlepšit efektivitu vývoje. Lze na základě výše uvedené analýzy snadno vyvodit závěr? V roce 1996 vědci z VPEC Research Center provedli srovnávací experiment na interferenci vodivosti dvou jednofázových experimentálních modelů zesilovače 400WPFC s použitím obvodů s nulovým napětím (tj. ZVT) a obvodů s tvrdým spínáním [21]. Výsledek testu je neočekávaný. Rozdíl EMI mezi měničem s měkkým spínáním a měničem s pevným spínáním pomocí technologie ZVT je velmi malý, ai když je dodatečné zapojení dalšího obvodu nesprávné, výkon bude horší. Rozdíl oproti literatuře [20] spočívá v tom, že srovnávali běžnou a diferenciální interferenci obou experimentálních modelů samostatně. Výsledek je: z hlediska šumu v běžném režimu jsou charakteristiky nízkofrekvenčního pásma podobné. Když frekvence překročí několik MHz, tvrdé přepínání Hluk modelu ZVT je o několik dB vyšší než u modelu ZVT; při vysoké frekvenci je společný režim šumu modelu ZVT nižší, ale v některých případech překročí šumový vrchol modelu ZVT v jednotlivých frekvenčních bodech model s tvrdým přepínáním; pokud jde o hluk diferenciálního režimu, hluk tvrdého přepínání je silnější než u modelu ZVT. Výše uvedené experimentální výsledky lze chápat jako: hluk v běžném režimu je spojen hlavně s rozptylovou kapacitou pouzdra zařízení, zatímco hlavní spínač v převaděči ZVT je měkké přepínání a dv / dt generovaný během spínacího procesu je malý. Proto je vysokofrekvenční rušení ZVT převaděče&# 39 menší než rušení spínaných převodníků; a špičky šumu převaděčů ZVT v určitých frekvenčních bodech jsou způsobeny nesprávným zapojením pomocných komponent v převaděčích ZVT. Kromě toho je kvůli vyšším di / dt způsobeným zpětným diodovým proudem diody v měniči s tvrdým spínáním hluk diferenciálního režimu měniče s tvrdým spínáním vyšší než hluk měniče ZVT ve vysokofrekvenčním rozsahu, ale vysoká di / dt obvykle neovlivňuje nízkofrekvenční komponenty. Proto jsou interferenční charakteristiky těchto dvou podobné ve spínací frekvenci a v jejích nízkých harmonických. Je vidět, že i když jsou vysokofrekvenční interferenční charakteristiky převodníku ZVT lepší než tvrdé přepínání o několik dB, EMI charakteristiky těchto dvou jsou obecně podobné. Pokud jde o hluk diferenciálního režimu, je ZVT převod lepší než tvrdý přepínací převodník, což je aspekt měkkého přepínání lepší než tvrdé přepínání. Z hlediska šumu v běžném režimu je problém komplikovanější. Rozdíl mezi převodníky ZVT a převodníky s tvrdým spínáním spočívá v tom, že první z nich má pomocné měkké spínací prvky, včetně pomocných spínacích prvků, které proudí větší špičkové proudy. Tento spínací prvek může vydržet tvrdé a tvrdé spínací prvky. Hlavní spínací trubice ve spínacím převodníku má stejné napětí. Pomocný spínací prvek v převodníku ZVT je pevně přepnut, což znamená, že pevný spínač v pevně spínaném převodníku je převeden na pomocný spínač převodníku ZVT. Proto jsou v topologii měkkého spínacího obvodu pomocné spínací prvky důležitými zdroji rušení a jejich umístění a zapojení jsou zvláště důležité [21].&„V podstatě převodník PWM s tlumicím obvodem nemusí mít nutně horší charakteristiky šumu než převodník s měkkým přepínáním. Ale ať už je měkké přepínání nebo tvrdé přepínání lepší, záleží na počáteční fázi návrhu obvodu, vhodném výběru topologie obvodu a řídicí technologii podle aplikace, vytvoření modelů předpovědi vodivosti a interference záření a vedení správného rozložení obvodu. 4 Závěr Souhrnně lze říci, že elektromagnetická kompatibilita výkonových elektronických zařízení přitahuje stále větší pozornost vědců doma i v zahraničí. Od 80. let 20. století bylo v zahraničí dokončeno mnoho experimentálních studií a prací analytického modelování; v této oblasti byl proveden domácí výzkum. Práce zatím není mnoho a dosud nebyly k dispozici žádné vyspělejší technické zprávy. Zejména v dnešním' s rychlým vývojem technologie výkonové elektroniky, jak prolomit minulé zkušenosti a heuristiku v designu elektromagnetické kompatibility a učinit design elektromagnetické kompatibility výkonových elektronických zařízení na cestě systematického designu čelí domácím i zahraničním učenci. Určitě se stane jedním z ústředních témat výzkumu elektromagnetické kompatibility výkonových elektronických zařízení. Pouze na základě hloubkové analýzy zdrojů elektromagnetického rušení různých výkonových elektronických zařízení, stanovení citlivosti různých parametrů, studia charakteristik elektromagnetické kompatibility různých spínacích topologií a řídicích schémat a stanovení prediktivních modelů může být elektromagnetická kompatibilita výkonových elektronických zařízení být dosaženo. Systematický design a přizpůsobení se rychlému vývoji samotné technologie výkonové elektroniky